电路设计论文汇总十篇

序论：好文章的创作是一个不断探索和完善的过程，我们为您推荐十篇电路设计论文范例，希望它们能助您一臂之力，提升您的阅读品质，带来更深刻的阅读感受。

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2设计方案

2.1总体方案根据系统要求，所设计的驱动电路应具有将5V电压升至200V的能力，实践中常采用拓扑结构为DC－DC升压变换器的电路以实现升压［9－10］，但对于复杂的数字微流控系统采用该方式会导致驱动电路的体积过于庞大。为缩小电路体积以节省实验空间，提出了使用集成芯片搭建的高度集成化驱动电路，电路结构如图3所示。计算机通过由软件LabVIEW搭建的窗口界面向驱动电路中的单片机发送128路方波输出的电压幅度和频率信息，单片机对计算机发送的指令进行解析，然后以特定时间间隔向32通道D／A芯片发送相应的方波电压信息，进而实现指定频率和幅度的方波输出。

2.2单片机设计的电路中所使用的单片机为PIC24H，该系列单片机是美国微芯科技公司推出的十六位精简指令集微控制器，具有高速度、低工作电压、低功耗等特点，以及较大的输出驱动能力和较强的计算能力。PIC24H的主要任务为：接收由计算机输入的电压幅值与频率信息，根据频率计算出方波周期，然后每半个周期时间向D／A芯片分别发送输出方波最大和最小电压幅值指令，进而实现特定电压幅值和频率的方波输出。电路连接时，将USB芯片输出端口D0～D7，以及RD、WR、TXE和RXF分别与单片机任意I／O口相连接，实现从USB芯片并行I／O接口的数据读取；将D／A芯片输入端口SCLK、DIN、SYNC分别与单片机其他空余I／O口相连接，实现单片机对D／A芯片输出的控制，电路连接原理框图如图4所示。驱动电路使用USB接口芯片可实现完成USB串行总线和8位并行FIFO接口之间的相互协议转换。其优点在于，对于开发者只需熟悉单片机编程及简单的VC编程，而无需考虑固件设计以及驱动程序的编写，从而能大大缩短USB外设产品的开发周期。

2.3USB接口芯片的设计驱动电路中的USB接口芯片选用FT245R，该芯片是由FTDI公司推出的第二代USB接口芯片，与其他芯片相比，应用FT245R芯片进行USB外设开发，只需熟悉单片机编程及简单的VC编程，而无需考虑固件设计以及驱动程序的编写，从而能大大缩短USB外设产品的开发周期。此外，FT245R支持USB2．0规范，满足项目需求。FT245R芯片可实现USB接口与并行I／O接口之间数据的传输。USB收发器从计算机接受USB串行数据后，由串行接口引擎将数据转换成并行数据，储存在FIFO接收缓冲区，当读取信号为低时，就将接收缓冲区的数据送到并行输出数据线上。考虑电磁兼容性设计，在USB接口的电源端连接一个磁珠，以减少设备的噪声和USB电缆辐射对芯片产生的电磁干扰。

2.4D／A的配置及电源设计电路中使用的32通道D／A芯片最高输出电压为200V，精度为14bit，满足每路输出电压幅值和精度的要求。电路的128通道输出可由4片A／D芯片实现。A／D芯片的输出电压由单片机控制，由于单片机PIC24H与A／D芯片都支持SPI协议，因此本电路使用SPI接口传输完成单片机和A／D之间的通信。A／D芯片要实现0～200V范围内的电压输出，需要配置－5V、4．096V、5V和200V，而电路只有5V直流供电，因此需将5V转换为－5V、4．096V和200V。设计的电路中分别选用相应的升压芯片完成电压的转换。

3电路制作

根据上述设计方案，选取合适的芯片，制作完成该驱动电路，电路如图5所示。向该电路输入相应的输出电压指令，测得在0～180V的范围内，实际输出电压和期望输入电压之间的误差基本小于0．1V，满足设计要求。所设计的电路在15V、50V、75V、125V、175V这5个采样点上相应的输入－输出数据如表1所示。在0～180V的输出范围内，等间隔的选择180个点，获得输入指令和输出电压之间的关系曲线如图6所示，电路的输出电压在0～200V范围内均与输入电压指令相符。实验中的数字微流控芯片需要实现对液滴的基本操作，其方法为对液滴移动路线上的电极依次通电，所加电压为交流电压。交流电压可以通过在指定时刻对D／A芯片输入相关输出电压信息，从而获得所需交流电压输出。经过实验验证，所制作的电路可以实现对数字微流控芯片上液滴的控制。液滴移动如图7所示。

篇（2）

本文实现了将VGA接口信号转换到模拟液晶屏上显示的驱动电路,采用ADI公司的高性能DSP芯片ADSP—21160来实现驱动电路的主要功能。

硬件电路设计

AD9883A是高性能的三通道视频ADC可以同时实现对RGB三色信号的实时采样。系统采用32位浮点芯片ADSP-21160来处理数据,能实时完成伽玛校正、时基校正,图像优化等处理,且满足了系统的各项性能需求。ADSP-21160有6个独立的高速8位并行链路口,分别连接ADSP-21160前端的模数转换芯片AD9883A和后端的数模转换芯片ADV7125。ADSP-21160具有超级哈佛结构,支持单指令多操作数(SIMD)模式,采用高效的汇编语言编程能实现对视频信号的实时处理,不会因为处理数据时间长而出现延迟。

系统硬件原理框图如图1所示。系统采用不同的链路口完成输入和输出,可以避免采用总线可能产生的通道冲突。模拟视频信号由AD9883A完成模数转换。AD9883A是个三通道的ADC,因此系统可以完成单色的视频信号处理,也可以完成彩色的视频信号处理。采样所得视频数字信号经链路口输入到ADSP-21160,完成处理后由不同的链路口输出到ADV7125,完成数模转换。ADV7125是三通道的DAC,同样也可以用于处理彩色信号。输出视频信号到灰度电压产生电路,得到驱动液晶屏所需要的驱动电压。ADSP-21160还有通用可编程I/O标志脚,可用于接受外部控制信号,给系统及其模块发送控制信息,以使整个系统稳定有序地工作。例如,ADSP-21160为灰度电压产生电路和液晶屏提供必要的控制信号。另外,系统还设置了一些LED灯,用于直观的指示系统硬件及DSP内部程序各模块的工作状态。

本设计采用从闪存引导的方式加载DSP的程序文件,闪存具有很高的性价比,体积小,功耗低。由于本系统中的闪

存既要存储DSP程序,又要保存对应于不同的伽玛值的查找表数据以及部分预设的显示数据,故选择ST公司的容量较大的M29W641DL,既能保存程序代码,又能保存必要的数据信息。

图2为DSP与闪存的接口电路。因为采用8位闪存引导方式,所以ADSP-21160地址线应使用A20-A0,数据线为D39—32,读、写和片选信号分别接到闪存相应引脚上。

系统功能及实现

本设计采用ADSP-21160完成伽玛校正、时基校正、时钟发生2S、图像优化和控制信号的产生等功能。

1伽玛校正原理

在LCD中,驱动IC/LSI的DAC图像数据信号线性变化,而液晶的电光特性是非线性,所以要调节对液晶所加的外加电压,使其满足液晶显示亮度的线性,即伽玛(Y)校正。Y校正是一个实现图像能够尽可能真实地反映原物体或原图像视觉信息的重要过程。利用查找表来补偿液晶电光特性的Y校正方法能使液晶显示系统具有理想的传输函数。未校正时液晶显示系统的输入输出曲线呈S形。伽玛表的作用就是通过对ADC进来的信号进行反S形的非线性变换,最终使液晶显示系统的输入输出曲线满足实际要求。

LCD的Y校正图形如图3所示,左图是LCD的电光特性曲线图,右图是LCD亮度特性曲线和电压的模数转换图。

2伽玛校正的实现

本文采用较科学的Y校正处理技术,对数字三基信号分别进行数字Y校正(也可以对模拟三基信号分别进行Y校正)。在完成v校正的同时,并不损失灰度层次,使全彩色显示屏图像更鲜艳,更逼真,更清晰。

某单色光Y调整过程如图4所示,其他二色与此相同。以单色光v调整为例:ADSP-21160首先根据外部提供的一组控制信号,进行第一次查表,得到Y调整系数(Y值)。然后根据该Y值和输入的显示数据进行第二次查表,得到经校正后的显示数据。第一次查表的Y值是通过外部的控制信号输入到控制模块进行第一次查表得到的。8位显示数据信号可查表数字0～255种灰度级显示数据(Y校正后)。

3图像优化

为了提高图像质量,ADSP-21160内部还设计了图像效果优化及特技模块,许多在模拟处理中无法进行的工作可以在数字处理中进行,例如,二维数字滤波、轮廓校正,细节补偿频率微调、准确的彩色矩阵(线性矩阵电路),黑斑校正、g校正、孔阑校正、增益调整、黑电平控制及杂散光补偿、对比度调节等,这些处理都提高了图像质量。

数字特技是对视频信号本身进行尺寸、位置变化和亮,色信号变化的数字化处理,它能使图像变成各种形状,在屏幕上任意放缩,旋转等,这些是模拟特技无法实现的。还可以设计滤波器来滤除一些干扰信号和噪声信号等,使图像的清晰度更高,更好地再现原始图像。所有的信号和数据都是存储在DSP内部,由它内部产生的时钟模块和控制模块实现的。

4时基校正及系统控制

由于ADSP-21160内部各个模块的功能和处理时间不同,各模块之间存在一定延时,故需要进行数字时基校正,使存储器最终输出的数据能严格对齐,而不会出现信息的重叠或不连续。数字时基校正主要用于校正视频信号中的行,场同步信号的时基误差。首先,将被校正的信号以它的时基信号为基准写入存储器,然后,以TFT-LCD的时基信号为基准读出,即可得到时基误差较小的视频信号。同时它还附加了其他功能,可以对视频信号的色度、亮度、饱和度进行调节,同时对行、场相位、负载波相位进行调节,并具有时钟台标的功能。

控制模块主要负责控制时序驱动逻辑电路以管理和操作各功能模块,如显示数据存储器的管理和操作,负责将显示数据和指令参数传输到位,负责将参数寄存器的内容转换成相应的显示功能逻辑。内部的信号发生器产生控制信号及地址,根据水平和垂直显示及消隐计数器的值产生控制信号。此外,它还可以接收外部控制信号,以实现人机交互,从而使该电路的功能更加强大,更加灵活。

此外,ADSP21160的内部还设计了I2C总线控制模块,模拟FC总线的工作,为外部的具有I2C接口的器件提供SCLK(串行时钟信号)和SDA(双向串行数据信号)。模拟I2C工作状态如图5和图6所示。

系统软件实现

在软件设计如图7所示,采用Matlab软件计算出校正值,并以查找表的文件形式存储,供时序的调用。系统上电

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EFT/B干扰信号在线路传导过程中，其中的共模干扰信号频率高，且干扰幅度大，对设备的影响较大，差模信号频率低，干扰幅度小，对设备的影响也较小，所以针对高频干扰信号较强这一情况，我们的滤波电路设计为低通滤波电路，见图1。图中，C1和C2电容为差模滤波电容，主要是为了滤除差模信号，为了防止在通电的瞬间产生较大的冲击电流，此电容选用不宜过大。C3和C4为共模滤波电容，和共模扼流圈一起，共同组成共模滤波电路滤除电源线和地线之间的共模干扰。

L1为共模扼流圈（图2），采用铁氧体做磁芯，双线反向并绕，由结构特点，对中高频的共模干扰信号呈现很大阻抗，抑制中高频共模信号通过，达到滤波的目的。理想的共模扼流圈对差模干扰信号本无抑制作用，但实际上绕组线圈之间存在的间隙，也会产生差模电感，对差模干扰信号也有一定的抑制作用。另外共模电感还可以抑制本身不向外发出电磁干扰，避免影响其他设备电路工作。共模扼流圈上的电感为储能元件，在抑制传导性干扰上有明显作用，但是电感本身的适用频率一般不高于50MHz，所以对高于50MHz的超高频干扰信号，我们在输入信号线加铁氧体磁环来抑制超高频干扰。

铁氧体磁环是一种很常用的滤波材料，它本身属于能量转换器件，低频信号通过时，铁氧体磁环不会影响数据和有用信号的传输，但高频信号通过时，铁氧体磁环会大大增加阻抗，把高频干扰转换为热量消耗掉。实验证明，铁氧体的确对滤波电路的滤波效果产生了非常积极的作用。根据上面的设计方案，我们用通过试验做一下验证。试验中，EFT/B信号U=4KV，分别注入L线和N线，得数据如表格1。由表格1的实验数据，我们可以得出，滤波器对EFT/B干扰信号有很明显的抑制效果，不管是差模部分还是共模部分均取得满意效果。

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2拥挤度驱动的模块边的移动

2.1确定布局区域的大小

改变布局区域的大小的目的是使其能够满足布线需求。首先，将整块电路板划分成m×n个布局区域，用Bij代表每个布局区域，i代表行（i=1…m），j代表列（j=1…n）。如图3所示，xij和xij+1分别代表布局区域Bij的左边和右边，yij和yij+1分别代表布局区域Bij的上边和下边。uijl、uijr、uijt和uijb分别代表通过总体布线得到的布局区域左边、右边、上边和下边布线的数量。H、W、hTile和wTile分别代表电路板的高度、宽度、布局区域原始高度和原始宽度。（1）布通率约束。布线的容量与布局区域边的长度相关联，理想情况下，如果布局区域的边足够大，布线时就不会产生重叠。在布通率约束公式中，用xi,j+1-xij代表布局区域Bij的宽度，用f1（u）表示容纳下u条线所需要的长度，u是通过总体布线得出的。（2）面积约束。此约束是用来确保布局区域可以容纳下其中的所有单元，如果没有此约束，假设布局区域的高是固定的，当布局区域的边不拥挤时，在X方向布局区域内的单元就会产生大量的重叠。（3）移动约束。算法输入的结果是一个已经合法化的布局，所以优化过程有必要不过多的影响原有布局结果，因此需要设置移动约束来限制边的移动。在公式中，C代表边移动的限度，设定C的大小为布局区域宽度的一半。（4）电路板大小约束。最后设定电路板约束来限制边在移动时不要超出电路板之外，保证结果的合理性。

2.2基于最长路径的解决方法

快速有效的解决拥挤问题的方法是基于最长路径技术。为了计算最长路径，需要建立一个有向无环图G（V，E），对于每一条布局区域边Xij用顶点Vij来代替，对于每一种不同的约束这里用有向边来代替，用边Er代替布通率约束，用边Ea代替面积约束，用边Em代替移动约束，就可以找到从左至右最长的一条路径，如图4所示。因为在两个顶点之间有三种约束，所以采用以下的方法计算出两点间的最长路径。其步骤如下：（1）按照布通率约束移动边的时候，边同时受到面积约束和移动约束，如果布通率约束得出的值同时满足面积约束和移动约束，此时就将两点间的距离设置为经布通率约束得出的值（||Er||）。（2）如果得到的值仅满足移动约束而不满足面积约束，此时将两点间的距离设置为有面积约束得到的值（||Ea||）。（3）如果经布通率计算得到的值满足面积约束而不满足移动约束，此时将两点间的距离设置为有移动约束得到的值（||Em||）。（4）如果由布通率计算得到的值对于其他两种约束都不满足，此时先将两点间的距离设置为由移动约束计算得到的值（||Em||），如果同时也满足面积约束，则此值被确定下来，如果不满足面积约束，两点间的距离设置为由面积约束计算得到的值（||Ea||）。基于以上的理论，可以计算出任意两点间的距离，最终确定出一行的长度：（L=Σ||E||）。选出所有行中最长的一行为最长路径（LP）。如果该长度大于电路板的宽度（LP>W），需要压缩此长度使其在电路板之内。因为两点间的距离有三种可能的值，定义经布通率约束和移动约束得到的值（||Er||）、（||Em||）为可压缩值，经面积约束计算得到的值（||Ea||）为不可压缩值。通过定义，将所有（||Er||）、（||Em||）乘以压缩比例s（s=W/(LP-||Ea||）），就得到了满足所有条件的结果。经过上述操作，所有单元会整体向左偏移，并挤压在原本不拥挤的区域，如图5所示。为了避免这种情况，设布局区域边未移动时的坐标为Xi，j，经过从左至右的最长路径操作后得到的坐标为Xli，j，然后将原本输入的需要移动。根据布局区域改变前单元到区域左边和区域右边的比例确定新单元的位置，如图6所示，L1/R1=L2/R2。

3实验验证

实验验证是在一台CPU为2.4GHzIntelXeon，内存4G的机器上完成，采用的ISPD2011比赛实例。选取的7个比赛实例以及由清华大学、国立交通大学、密歇根大学处理的结果，用总体布线工具NCTURouter2.0[11]确定估计的拥挤信息和评估实验结果，对各院校比赛得出的布局结果进行处理优化。实验结果统计在表1中，前缀如SC代表清华大学，VDA代表国立交通大学，simpl代表密歇根大学，后接的如superblue4为比赛中的实例名称，组合在一起表示各大学对不同实例处理的结果。通过数据得出经过优化处理之后的结果在布线线长、布线重叠度、布线时间上都有很好的优化，特别是经清华大学处理的实例superblue4，提高极为明显，由国立交通大学大学处理的结果也有很大的提高。

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2改进的并行扰码与解扰电路

前面已经提到，协议规定的扰码与解扰模块位于数据传输层和数据链路层之间，在传输层数据成帧的过程中，发射器为了与接收器之间达到同步会在用户数据前发送编码数据同步序列和初始通道校准序列，协议要求在这两种序列发送的过程中是不能进行扰码的，在此过程中扰码器和解扰器处于非工作状态。另一方面，在用户数据到达后，扰码器和解扰器要开始工作，如果此时扰码器与解扰器中移位寄存器的初始状态值不同，会导致接收端不能正确恢复用户数据前两个字节值［4］。为了避免前两个字节值的丢失，在扰码器与解扰器的移位寄存器同步之前，用户数据前两个字节可以在无扰码操作的情况下传输，两个字节之后，扰码器与解扰器移位寄存器的状态就会由用户数据的前两个字节所确定，这时能够保证达到同步状态。基于以上考虑，提出一种带使能信号的改进扰码与解扰电路结构［4］，如图3所示。此时扰码器和解扰器都加入了一个使能控制信号。当en信号为低电平时，输入不经扰码直接输出;同理在接收端也不用解扰。两个字节之后，扰码器和解扰器移位寄存器中的状态都是由输入决定的确定值，此时可将en信号电平拉高，进行正常的扰码与解扰操作。

3仿真结果

用MODELSIM软件对设计的并行扰码和解扰电路进行了功能仿真。把扰码电路和解扰电路串联起来进行了仿真，仿真结果如图4和图5所示。由仿真结果看出，无论是8位并行扰码还是16位并行扰码，前两个字节都没有被扰码，当然也没有被解扰，此时扰码器的输出和解扰器的输出是相同的。从第3个字节开始，扰码器和解扰器就进行了正常的扰码与解扰。这样的输出结果正是协议的规范和要求。而解扰器的输出与扰码器的输入是完全相同的，从而证明了电路扰码和解扰功能的正确性。用DesignCompiler软件对设计进行综合，得到电路在面积、动态功耗、弛豫时间等方面的结果，如表1所示。由以上综合结果可以看出，该电路功耗很低，至少可以运行于较高频率，满足协议对加扰电路的速度要求。

篇（6）

2研究型实践教学模式的具体实施

2.1课程结构优化

指导学生接触各类资料，能够提出问题，进而解决问题以掌握知识、应用知识，完成对知识的一个探求过程；对实验内容进行适当调整和完善，使课程体系更全面更科学，更能贴近行业发展，更能体现学生的主动性。

2.2采用课堂讨论进行专题研讨的教学方法

在研究型实践教学模式中，师生互动有助于学生对基本概念、基本理论、基本方法的理解和掌握。根据课程需要，结合国内外的研究现状和发展趋势，采用与行业内吻合的实验软件，挑选合适的电路原型做仿真设计，并共同探讨电路的优化方案。

2.3专业资料查询能力培养

为学生提供研究资料或指导学生进行资料查询、整理，鼓励学生从图书馆、书店、网络等各种途径查阅文献资料，以充实自己的研究基础。提醒学生要对已收集的资料进行批判性的研究，去伪存真，指导学生从这些资料中总结、分析、解释与实践研究课题相关的理论、知识经验以及前人的研究成果。

2.4指导学生撰写专题论文（报告）

在研究型实践教学过程中，指导学生通过论文、调查报告、工作研究、分析报告、可行性论证报告等形式记录实践研究成果。在撰写论文时，要求学生要了解实践课题研究报告的一般撰写格式；要先拟订论文的写作提纲，组织好论文的结构，做到纲举目张；会用简练、严谨、准确的语言表达自己的思想，不追求文章的长短。指导学生开展专题电路讨论，由学生根据自己感兴趣的课题来查找文献资料，进行研究，完成电路设计和仿真，最后完成专题论文的撰写。

2.5鼓励学生参与课题研究

为调动学生参与科研创新活动的积极性，激发学生的创新思维，提高学生实践创新能力，鼓励学生参加老师的课题，锻炼学生的动手能力，培养“研究型”的思维模式。

3研究型实践教学模式对教师和学生的要求

3.1研究型实践教学模式对教师的要求

研究型实践教学模式的实施对任课教师提出了新的要求：一是要熟练地掌握课程的基础知识和内在结构，还要掌握与课程相关的专业基础知识和实践的基本技能；二是要掌握学科最新信息，不断更新知识，了解课程所涉及学科的最新动态和取得的最新研究成果；三是要熟练运用科学研究的方法和手段。这些都对教师提出了更高的要求。

篇（7）

基于声音炮弹检测电路主要硬件包括单片机及其电路和炮声采集、识别电路两部分。微处理器控制整个检测系统，对前端电路采集到的炮声进行处理，并利用软件控制进行记录和输出显示。根据系统需要，除了这两个主要部分之外，还相应的设计了一些辅助单元模块，如电源模块，数据显示单元等。电源模块主要用于给整个硬件电路提供稳定的电压，保证各部分的正常工作；数据显示单元用来对单片机系统处理后的数据进行外部显示，硬件框图如图1所示。该电路的具体工作过程为：首先进行声音采集，将采集的声音转化为相应的电信号再进行前置放大，然后将放大的信号通过比较器进行声音识别，而识别后的声音被转化为相应的高低电平，这样就可以传给单片机系统进行数据处理，最后将处理后的数据输出显示。

1.2电路设计

基于声音炮弹检测电路主要包括声音采集放大电路、炮声识别电路、单片机电路、电源电路、数据显示等五个主要模块。下面主要介绍声音采集放大电路、炮声识别电路、单片机电路。

1.2.1声音采集放大电路

声音采集放大电路是本设计硬件电路里面的重点。对于声音采集，由于炮声声音大、频率高的特点，本设计选用的是国产白点（灵敏度最低）驻极体话筒。它还具有体积小、频率范围宽和成本低等特点。声音采集放大电路如图2，驻极体话筒实时采集外部声音，并将大小不同的声音转化为相应的电信号输出，通过隔直通交电容C1作为前置放大电路的输入。本设计中，前置放大选用的芯片为LM358。此芯片内部具有两个独立的、高增益、内部频率补偿的双运算放大器。工作电源电压范围宽，单电源使用时为3～30V，也可用在双电源工作模式下。它在实际生活中的应用已经很成熟，常出现在传感放大器、直流增益模块和其他用单电源供电的使用运算放大器的场合。该设计应用LM358作运算放大器，放大倍数由电阻R4、R5决定，其中R5为滑动变阻器，故该电路放大输出信号在一定范围内可调。

1.2.2炮声识别电路

声音信号经放大后输入到识别转换电路中，该电路实质是一个比较器。在电路工作时，放大后的信号输入到比较器的反相输入端，而同相输入端设置为炮声参考电压。若输入为炮声信号，则通过比较器，输出低电平；相反若为其它信号或无信号，则通过比较器，输出持续高电平。这就实现了炮声的识别，而比较器的输出只有高低电平，从而也实现了信号的转换，可以输送到单片机系统进行处理。在比较器中，本设计选用了LM393芯片（图3）。

1.2.3单片机系统单元

本设计所用的单片机系统主要包括单片机STC89C52，时钟产生电路，复位电路。时钟电路提生内部时序的振荡信号。除了上电复位外，有时还需要手动复位，通常是在RST端和正电源VCC间加一个按键，利用按键按下对RST端电平的影响来实现。

2软件设计与实现

软件设计采用C语言编写，编译器使用美国KeilC51开发。软件包含主程序、中断处理子程序、定时清零子程序、屏蔽干扰子程序和数据显示子程序。通过仿真将整个软件部分调试正常后，最后进行软硬件联调。将调好的程序通过下载器烧录到单片机STC89C52中，配合整个硬件电路工作。无信号输入时，数码管显示“P-00”，为正常开机显示。当模拟炮声输入时，检测结果不够准确，显示数据比实际炮声个数多，经过对程序的反复调试，最终显示结果能够达到一定准确性。

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2硬件电路设计

硬件电路设计分为水下和水上两部分。水下和水上都是以STM32F103VE芯片为核心，通过各自电路以实现各自功能。STM32系列是专门为要求高性能、低成本、低功耗的嵌入式应用设计的ARMCortex内核，本设计所用芯片主频为72MHz,从闪存执行代码，功耗27mA，是32位市场上功耗最低的产品之一，相当于0.375mA/MHz。

2.1水下电路设计

水下部分电路主要有主控电路、流速测量电路、姿态解算电路、锂离子电池充放电及其保护电路、数据存储及传输电路，压力、温度采集电路5部分组成。

2.1.1流速测量

流速是本设计最重要数据，因此本设计选用低功耗、高温度稳定性霍尔器件A1220作为机械转子转速测量传感器。A1220内部集成动态补偿电路，低通滤波电路，施密特触发器，电压比较器等，我们可以看到霍尔器件输出为规则方波，因此我们可直接由STM芯片采集这些方波信号就能达到我们的需求。

2.1.2姿态解算电路

本设计采用InvenSense公司的整合性6轴（3轴陀螺仪、3轴加速度计）运动处理组件MPU-6050和Honeywell公司的3轴数字罗盘HMC5883L来采集探测器角加速度W、线加速度A、磁场强度Η，用四元数的方法进行数据融合，计算探测器姿态角。

2.1.3电源电路

电源作为海流计运行的动力，其电路设计的优劣不仅决定设备能否正常运行而且还决定了设备是否安全运行。本设计采用摩米士三星GalaxyNote3高容量锂离子电池作为电源，采用LINEAR公司的可编程充电电流的单节锂离子充电管理芯片LTC4054，自动检测锂离子电池电压及充电电流变化使锂离子电池充电过程自动在涓流充电、恒流充电、恒压充电、充电终止这四个充电过程切换，避免了处理器的参与，减少处理器的负担；采用TexasInstruments公司的单节锂离子电池电量检测和保护芯片BQ28Z560-R1，该芯片使用德州仪器ImpedanceTrackTM精确电量计算算法来报告电池状态，同时提供续航时间（分钟），充电所需时间（分钟）、电池电压和电池温度等信息,此外该芯片还提供短路、过流充电和放电、过度充电和放电保护功能；采用LINEAR公司的宽输入电压同步降压-升压DC/DC转换器，该芯片可由动态输入电压（1.8~5.5V）获得稳压输出，特别适合于锂离子电池放电特点，改变了传统先升压再降压的电路设计，降低了功耗。

2.1.4压力、温度采集电路设计

探测器所处的深度及该深度下的温度同样是海流计所需的数据，本设计采用MeasurementSpeclalties公司的工作深度0~3000m，高精度压力传感器89-03KA-4R，为了降低功耗每隔一段时间T单片机置位一次，BOOST管脚STM32采集Li_PRESSURE管脚上电压，经转化得到深度H。温度传感器采用pt100经24位模数转换芯片AD7714转换成数字信号，STM32采集数字信号，再转化为温度数据。为了提高精度，本设计采用高性能稳压芯片压力提供参考电压，采用耦合电路避免处理器数字信号干扰。压力采集电路如图7所示。

2.2水上电路设计

水上电路主要有主控电路、无线数据传输电路、无线充电电路、显示触摸电路4部分组成。无线数据传输电路采用GFSK单片式收发芯片NRF24L01。水上和水下电路各连接一块NRF24L01模块，将水下探测器数据传输给水上接收电路。

3软件设计

本设计软件以Keil4为编译平台，采用模块化编程思想，分别为水下探测部分和水上数据接收部分编写了代码，增加了代码的可读性，使设备易于升级维护。

3.1水下探测电路软件设计

水下探测电路主要任务是采集机械转子转速、探测器姿态、压力、温度等信息，并将数据增加时间戳后存储到SD卡中，其程序图如图9所示。

3.2水上接收电路软件设计

水上接收电路主要功能是接收水下探测器测量的数据，此外还有控制锂离子电池充电，控制数据传输，设置水下探测器采样间隔，指示充电状态，数据传输状态的功能。

篇（9）

声音采集模块是实现声音的采集与处理的第一步，其中传感器采用驻极体传声器。传声器的主要作用是将声音传换成电压量，以供后级电路的滤波和放大。经过调理后的电压信号再送入模数转换器(ADC)进行数字量化。

1．2A/D控制电路的设计

AD转换部分是整个声音采集系统的关键。本设计选用了一款精度采样频率较高(12位，1．65μs)的模数转换芯片AD7864，其采用5V单电源供电。4个通道上的输入信号可同步进行采样，因而可保留4个输入通道上的信号相位信息。模数转换器控制模块主要在FPGA的基础上来实现，其中FPGA采用Altera公司的Cyclone系列EP1C12FQ240C8。ADC控制器采用VerilogHDL程序编程实现，设计过程中主要采用了状态机。模数转换器控制流程图AD7864模数转换后数据的读取有两种方法:转换中读取和转换后读取。本设计采用先转换后读取数据的方法，具体工作过程如下:当转换起始信号CONVST上升沿时，4个采样保持器进入保持状态，开始对选择的通道采样。同时，BUSY输出信号被触发为高电平，并在转换过程中一直保持为高，当全部通道转换结束后，才变为低电平。EOC信号在AD7864，其采用5V单电源供电。4个通道上的输入信号可同步进行采样，因而可保留4个输入通道上的信号相位信息。AD7864模数转换后数据的读取有两种方法:转换中读取和转换后读取。本设计采用先转换后读取数据的方法，具体工作过程如下:当转换起始信号CONVST上升沿时，4个采样保持器进入保持状态，开始对选择的通道采样。同时，BUSY输出信号被触发为高电平，并在转换过程中一直保持为高，当全部通道转换结束后，才变为低电平。EOC信号在每一个通道转换结束时均有效。全部通道转换后的数据保存在AD7864内部相应的锁存器中。全部通道转换结束后，当片选信号和读信号有效时，就可以按照转换顺序从数据总线上并行读取数据。

1．3存储模块

模数转换的数据经过FPGA芯片内部的存储器进行缓存，之后通过UART向上位机传输或者存入SD卡。SD卡是基于快速闪存的新一代存储器，具有体积小、容量大、移动方便等特点。本设计采用闪迪公司的8G容量SD卡作为系统的存储模块。SD卡的读写采用SPI模式。SPI模式使用字节传输，其优点是简化主机的设计。读写SD卡的操作都需要先对SD卡进行初始化，完成SD卡的初始化之后即可进行读写操作。SPI总线模式支持单块(CMD24)和多块(CMD25)写操作，多块操作是指从指定位置开始写下去，直到SD卡收到一个停止命令CMD12才停止。单块写操作的数据块长度只能是512字节。单块写入时，命令为CMD24，当应答为0时说明可以写入数据，大小为512字节。SD卡对每个发送给自己的数据块都通过一个应答命令加以确认，其数据长度为1个字节，当低5位为00101时，表明数据块被正确写入SD卡。

篇（10）

固态电源的基本任务是安全、可靠地为负载提供所需的电能。对电子设备而言，电源是其核心部件。负载除要求电源能供应高质量的输出电压外，还对供电系统的可靠性等提出更高的要求。

IGBT是一种目前被广泛使用的具有自关断能力的器件开关频率高广泛应用于各类固态电源中。但如果控制不当，它很容易损坏。一般认为IGBT损坏的主要原因有两种：一是IGBT退出饱和区而进入了放大区使得开关损耗增大；二是IGBT发生短路，产生很大的瞬态电流，从而使IGBT损坏。IGBT的保护通常采用快速自保护的办法即当故障发生时，关断IGBT驱动电路，在驱动电路中实现退饱和保护；或者当发生短路时，快速地关断IGBT。根据监测对象的不同IGBT的短路保护可分为Uge监测法或Uce监测法二者原理基本相似都是利用集电极电流IC升高时Uge或Uce也会升高这一现象。当Uge或Uce超过Ugesat或Ucesat时，就自动关断IGBT的驱动电路。由于Uge在发生故障时基本不变，而Uce的变化较大并且当退饱和发生时Uge变化也小难以掌握因而在实践中一般采用Uce监测技术来对IGBT进行保护。本文研究的IGBT保护电路，是通过对IGBT导通时的管压降Uce进行监测来实现对IGBT的保护。

采用本文介绍的IGBT短路保护电路可以实现快速保护，同时又可以节省检测短路电流所需的霍尔电流传感器，降低整个系统的成本。实践证明，该电路有比较大的实用价值，尤其是在低直流母线电压的应用场合，该电路有广阔的应用前景。该电路已经成功地应用在某型高频逆变器中。

1短路保护的工作原理

图1(a)所示为工作在PWM整流状态的H型桥式PWM变换电路（此图为正弦波正半波输入下的等效电路，上半桥的两只IGBT未画出），图1(b)为下半桥两只大功率器件的驱动信号和相关的器件波形。现以正半波工作过程为例进行分析（对于三相PWM电路，在整流、逆变工作状态或单相DC／DC工作状态下，PWM电路的分析过程及结论基本类似）。

在图1所示的电路中，在市电电源Us的正半周期，将Ug2.4所示的高频驱动信号加在下半桥两只IGBT的栅极上，得到管压降波形UT2D。其工作过程分析如下：在t1～t2时刻，受驱动信号的作用,T2、T4导通（实际上是T2导通,D4处于续流状态），在Us的作用下通过电感LS的电流增加，在T2管上形成如图1（b）中UT2D所示的按指数规律上升的管压降波形，该管压降是通态电流在IGBT导通时的体电阻上产生的压降；在t2～t3时刻，T2、T4关断，由于电感LS中有储能，因此在电感LS的作用下，二极管D2、D4续流，形成图1（b）中UT2.D的阴影部分所示的管压降波形，以此类推。分析表明，为了能够检测到IGBT导通时的管压降的值，应该将在t1～t2时刻IGBT导通时的管压降保留，而将在t2～t3时刻检测到的IGBT的管压降的值剔除，即将图1（b）中UT2.D的阴影部分所示的管压降波形剔除。由于IGBT的开关频率比较高，而且存在较大的开关噪声，因此在设计采样电路时应给予足够的考虑。

图2IGBT短路保护电路原理图

根据以上的分析可知，在正常情况下，IGBT导通时的管压降Uce(sat)的值都比较低，通常都小于器件手册给出的数据Uce(sat)的额定值。但是，如果H型桥式变换电路发生故障（如同一侧桥臂上的上下两只IGBT同时导通的“直通”现象），则这时在下管IGBT的C～E极两端将会产生比正常值大很多的管电压。若能将此故障时的管压降值快速地检测出来，就可以作为对IGBT进行保护的依据，从而对IGBT实施有效的保护。

2短路保护电路的设计

由对图1所示电路的分析，可以得到IGBT短路保护电路的原理电路图，如图2所示。在图2所示电路中IC4及其器件构成选通逻辑电路，由IC5及其器件构成滤波及放大电路，IC2及其器件构成门限比较电路，IC1及其器件构成保持电路。正常情况下，D1、D2、D3的阴极所连接的IC2D、IC2C及CD4011的输出均为高电平，IC1的输出状态不会改变。假设由于某种原因，在给T2发驱动信号的时候，H型桥式PWM变换电路的左半桥下管T2的管压降异常升高（设电平值为“高”），即T2－d端电压异常升高，则该高电平UT2－d通过R2加在D8的阴极；同时，发给T2的高电平驱动信号也加在二极管D5的阴极。对IC2C来说，其反相输入端为高电平，若该电平值大于同相输入端的门槛电平值的话，则IC2C输出为“低”。该“低”电平通过D2加在R－S触发器IC1的R输入端，使其输出端Q的输出电平翻转，向控制系统发出IGBT故障报警信号。如果是由于右半桥下管T4的管压降异常升高而引起IC2D输出为“低”，则该“低”电平通过D1加在R－S触发器IC1的R输入端，使其输出端Q的输出电平翻转，向控制系统发出IGBT故障报警信号。由IC5A和IC5C及其器件构成的滤波及放大电路将选通电路送来的描述IGBT管压降的电压信号进行预处理后，送给由IC5B构成的加法器进行运算处理。若加法器的输出电平大于由R22和R32确定的门槛电平，则会使R－S触发器IC1的R端的第三个输入端为“低”，也向控制系统发出IGBT故障报警信号。改变由R22和R32确定的门槛电平，就可以灵活地改变这第三路报警信号所代表的物理意义，从而灵活地设计保护电路。图2中的端子T4－d、T2－d，分别接在T4、T2的集电极上，T4－G、T2－G分别接IGBT器件T4、T2的驱动信号。在电路设计时应该特别注意的是，D8、D5、D9、D4必须采用快速恢复二极管。

3仿真及实验结果